WWW.KNIGA.SELUK.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА - Книги, пособия, учебники, издания, публикации

 

Методы и устройства аналоговой обработки сигналов 339

Анализ прохождения бигармонического сигнала

через широкодиапазонный умножитель частоты

А.Ю. Антонов

Научный руководитель: к.т.н., доцент К.К. Храмов

Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал)

ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет»

602264, г.Муром, ул. Орловская, 23, тел.(49234) 7-72-32

В современных радиопередающих устройствах с целью облегчения их настройки используются широкодиапазонные неперестраиваемые умножители частоты [1]. В таких умножителях выбором режима работы электронных приборов и схемы их включения в каскаде добиваются того, чтобы в спектре выходного сигнала были значительно ослаблены гармоники с частотами (n – 1)f0, f0 и (n + 1)f0, где f0 – частота входного сигнала, n – коэффициент умножения каскада.

Для ряда практических задач представляет интерес воздействие на такой умножитель двух сигналов с близкими частотами: основной 0 = 2f 0 и нежелательной 1 = 2f1 :

e(t ) = E0 cos 0t + E1 cos 1t, E0 E1, где E0 и E1 – амплитуды соответствующих сигналов.

Обозначив 1 0 =, последнее выражение можно представить в следующей форме (E1 E0 )sin t e(t ) = E0 1 + (2 E1 E0 ) cos t + (E1 E0 ) cos 0t + arctg 1 + (E E ) cos t, (1) Таким образом, входное колебание представляет собой сигнал с амплитудно-частотной модуляцией. Как известно [2], при воздействии такого колебания на нелинейный элемент, спектр сигнала выходного тока преобразуется: возникают гармоники на кратных частотах и различные комбинационные колебания.

С точки зрения спектральной чистоты в умножителе наибольшую опасность представляют собой ближайшие к формируемой гармонике n0 спектральные компоненты с частотами (n0 + ) и (n0 ), и амплитудами, соответственно, In1 и In2.

В докладе проводится математический анализ работы широкодиапазонного балансного умножителя частоты при воздействии на него колебания вида (1). Оценивается уровень спектральных компонент In1 и In2 на выходе умножителя при различных отношениях E1 E0 = m.

Приводятся соответствующие выражения, графические зависимости и результаты компьютерного моделирования умножителя.

Из полученных графиков следует, что относительный уровень нежелательных компонент In1 и In2 на выходе умножителя пропорционален амплитуде Е1 нежелательного колебания на входе. Кроме того, в результате проведенных исследований получено, что этот уровень не зависит от угла отсечки входного сигнала.

Литература 1. Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / В.В. Шахгильдян, В.Б. Козырев и др.; под ред. В.В. Шахгильдяна, 3-е изд., перераб. и доп. – М.: Радио и связь, 2003. – 560 с.

2. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы: Учебник для вузов. – 4-е изд., перераб.

и доп. – М.: Радио и связь, 1986. – 512 с.

Научный потенциал молодёжи - будущее России Расчет переходной характеристики произвольного фильтра первого порядка на основе аппроксимации троичными непрерывными кусочно-линейными функциями А.Ю. Антонов Научный руководитель: ассистент С.М. Харчук Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет»

602264, г.Муром, ул. Орловская, 23, тел.(49234) 7-72-32, E-mail: kh@mivlgu.ru Одной из наиболее часто решаемых задач в анализе радиотехнических устройств является расчет его переходной характеристики. Широкое распространение в этой области получил операторный метод, который достаточно подробно изучен и имеет готовые решения для стандартных радиотехнических задач.

Однако на практике отсутствует метод позволяющий анализировать устройства по известной произвольной функции изображения его выходного сигнала. Получить решение подобных задач позволяет использование аппроксимации троичными непрерывными кусочно-линейными функциями.

Целью данной работы является получение аналитического выражения переходной характеристики радиотехнических устройств первого порядка при действии на входе единичного скачка. Поиск осуществлялся на примере фильтра нижних частот операторным методом с использованием аппроксимации троичными непрерывными кусочно-линейными функциями.

В результате аппроксимации и последующих преобразований было получено комплексное выражение переходной характеристики и выражение временной функции сигнала на выходе устройства.

По найденным аналитическим выражениям для трех вариантов числовых значений параметров устройства построены графики временных характеристик и проведен анализ поведения устройства в переходном режиме.

Расчет переходных характеристик фильтра операторным методом на основе аппроксимации троичными непрерывными кусочно-линейными функциями подтвердил эффективность предлагаемого метода исследования переходных характеристик радиотехнических устройств.

Анализ динамических процессов радиотехнических устройств с применением интеграла Симпсона А.Н. Бабаев Научный руководитель: к.т.н., доцент И.А. Курилов Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет»

602264, г.Муром, ул. Орловская, 23, тел.(49234) 7-72-32, E-mail: kh@mivlgu.ru Для анализа динамических процессов радиотехнических устройств предлагается поводить аппроксимацию функции выходного сигнала устройства с применением кусочно–линейных функций. В качестве входного сигнала рассматривается ступенчатая функция времени.

Вывод аналитического выражения переходной характеристики устройства осуществляется приближенным методом с применением интеграла Симпсона.

Для проверки полученного аналитического выражения проводится исследование динамических характеристик фильтров верхних и нижних частот. Функция изображения выходного сигнала устройства разбивается на N участков, каждый из которых описывается отрезком прямой f(р)=kр+b, где k и b - коэффициенты аппроксимирующей прямой, р – оператор. С помощью обратного преобразования Лапласа получаем временные характеристики на каждом участке, и полученные результаты суммируются.

Найдены составляющие выражения переходных процессов каждого из аппроксимированных участков фильтров и получены общие выражения динамических характеристик.

Проведен сравнительный анализ переходных характеристик, при разных значениях длины аппроксимируемого участка функции выходного сигнала. Для каждого значения проводится анализ погрешностей. Кроме того, проводится анализ погрешностей в зависимости от количества узлов аппроксимации переходной характеристики.

Полученные выражения путем подстановки соответствующих коэффициентов, позволяют описывать динамический процесс конкретного радиотехнического устройства.

Построены графики переходных процессов фильтров верхних и нижних частот, для нескольких значений параметров аппроксимации переходной характеристики. Так же приведены графики зависимости величины погрешности рассматриваемого метода от количества аппроксимирующих прямых.

Передаточные характеристики АФП с комбинированным регулированием Г.С. Васильев Научный руководитель: к.т.н., доцент И.А. Курилов Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет»

602264, г.Муром, ул. Орловская, 23, тел.(49234) 7-72-32, E-mail: kh@mivlgu.ru Эффективным методом анализа радиотехнических устройств широкого назначения является использование схемы обобщенного амплитудно-фазового преобразователя (АФП) сигналов и аппарата непрерывных кусочно-линейных функций (НКЛФ). По выражениям обобщенной схемы, непосредственно, подстановкой соответствующих коэффициентов могут быть рассчитаны численные характеристики и графики конкретного радиоустройства.

В состав преобразователя с регулированием по комбинированным регулированием (КР) входят: УУ – управляющее устройство, АФП1,2* – аналогичные преобразователи, ВР – весовой распределитель, Ф1,2 – фильтры, Д1,2 – детекторы отклонения параметров входного и выходного сигналов.

В общем случае характеристики УУ, Д1,2 и АФП1,2* являются нелинейными, а уравнение АФП– нелинейным дифференциальным уравнением произвольного порядка. При малых отклонениях параметров от точки стационарного режима характеристики линеаризуют. Решением линеаризованных уравнений является набор передаточных функций, связывающих отклонения параметров входных сигналов и дестабилизирующего фактора с отклонениями выходных сигналов.

Аппарат НКЛФ позволил кусочно линеаризовать исходные характеристики, и получить передаточные характеристики АФП при произвольных отклонениях параметров.

Рассмотрен АФП с КР и линейным УУ. Характеристики детекторов аппроксимированы на основе НКЛФ и получено уравнение АФП.

Для нелинейного АФП с характеристиками звеньев, аппроксимированными НКЛФ вводится понятие передаточной характеристики (ПдХ). В отличие от передаточной функции линейной системы ПдХ справедливы не только в окрестности точки стационарного режима, но и при любых, сколь угодно больших изменениях параметров сигналов.

Выражения ПдХ преобразователя с КР имеют вид передачи Ф1,2 и ВР соответственно, K *, B* - крутизна и постоянная составляющая УУ, K1, 2 n, B1, 2 n - коэффициенты аппроксимации характеристик Д1,2 с помощью НКЛФ включения Qn.

Научный потенциал молодёжи - будущее России Статические и динамические характеристики могут быть получены непосредственно подстановкой коэффициентов звеньев преобразователя в (1). Анализ передаточных характеристик может проводиться, как при независимом, так и при совместном изменении параметров входных сигналов.

Анализ динамических характеристик нелинейного амплитудно-фазового преобразователя спектральным методом Г.С. Васильев, С.М. Харчук Научный руководитель к.т.н., доцент И.А. Курилов Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет»

602264, г.Муром, ул. Орловская, 23, тел.(49234) 7-72-32, E-mail: kh@mivlgu.ru Анализ радиотехнических устройств удобно проводить на основе схемы амплитуднофазового преобразователя (АФП) и непрерывных кусочно-линейных функций (НКЛФ). Данный подход позволяет исключить этапы составления уравнений схем и их решения с целью получения аналитических выражений конкретных характеристик, что позволяет сократить время и упростить анализ различных радиоустройств. Вариантами АФП, в частности, могут быть эквивалентно представлены радиопередатчик и радиоприемник сигналов радиолокационных станций, ряд схем автоматических компенсаторов фазовых и амплитудных помех, и др.

В состав преобразователя с регулированием по отклонению (РО) входят: аналогичный ему АФП*, управляющее устройство (УУ), управляющий тракт (УТ) и весовой распределитель (ВР). В управляющем устройстве (УУ) осуществляется управление амплитудой и (или) фазой входного сигнала. УТ состоит из детектора отклонения амплитуды и (или) фазы сигнала (Д), а также фильтра (Ф). Значения коэффициентов передачи ВР определяют пропорции передачи сигналов с его входов на выходы.

Применение непрерывных кусочно-линейных функций (НКЛФ) позволило аппроксимировать нелинейную амплитудную и (или) фазовую характеристику детектора отклонения.

Выражение динамической характеристики (ДХ) получено спектральным методом. Другие методы имеют ряд недостатков. Так, использование таблицы оригиналов и изображений не дает возможности получить обобщенные решения, а расчет по теореме разложения при больших порядках фильтра УТ требует нахождения корней полиномов высоких порядков. Кроме того, для исследования режимов работы АФП спектральным методом не является необходимым использовать полную информацию о комплексном спектре выходного сигнала, а только его действительную или мнимую часть, что существенно упрощает расчетные выражения.

Были исследованы ДХ преобразователя с фильтром нижних частот первого порядка и постоянной времени T=1, и при аппроксимации характеристики Д двумя и тремя прямыми: N=2 и N=3.

Выражения динамической характеристики АФП на отдельных временных интервалах находим отдельно на N=2 участках изменения выходного сигнала преобразователя. Общее выражение характеристики нелинейного АФП находим простым суммированием частных решений.

График ДХ при N=2 совпадает с характеристикой, полученной операторным методом для АФП с фильтром первого порядка.

При аппроксимации характеристики Д тремя прямыми, N=3, в отличие от предыдущего случая, она имеет два излома, что соответствует прохождению выходным параметром в течении переходного процесса, двух узлов аппроксимации характеристики Д.

В результате анализа на основе спектрального метода получены выражения и построены графики динамических характеристик нелинейного АФП первого порядка с РО.

При анализе динамических режимов конкретного радиоустройства, аппроксимированного АФП с РО, его характеристики могут быть получены подстановкой соответствующих числовых коэффициентов устройства в общие выражения динамических характеристик.

Передаточные характеристики АФП с регулированием по отклонению Г.С. Васильев, С.М. Харчук Научный руководитель: к.т.н., доцент И.А. Курилов Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет»

602264, г.Муром, ул. Орловская, 23, тел.(49234) 7-72-32, E-mail: kh@mivlgu.ru Эффективным методом анализа радиотехнических устройств широкого назначения является использование схемы обобщенного амплитудно-фазового преобразователя (АФП) сигналов и аппарата непрерывных кусочно-линейных функций (НКЛФ). По выражениям обобщенной схемы, непосредственно, подстановкой соответствующих коэффициентов могут быть рассчитаны численные характеристики и графики конкретного радиоустройства.

В состав преобразователя с регулированием по отклонению (РО) входят: УУ – управляющее устройство, АФП* – аналогичный преобразователь, ВР – весовой распределитель, Ф – фильтр, Д – детектор отклонения параметров сигнала. УУ изменяет амплитуду и (или) фазу выходного сигнала преобразователя под действием выходного сигнала ВР, Д выделяет отклонения амплитуды или фазы выходного и опорного сигналов.

В общем случае характеристики УУ, Д и АФП* являются нелинейными, а уравнение АФП– нелинейным дифференциальным уравнением произвольного порядка. При малых отклонениях параметров от точки стационарного режима характеристики линеаризуют и от нелинейных уравнений переходят к линейным. Решением линеаризованных уравнений является набор передаточных функций, связывающих отклонения параметров входных сигналов и дестабилизирующего фактора с отклонениями выходных сигналов.

Аппарат НКЛФ позволяет кусочно линеаризовать исходные характеристики, и получить передаточные характеристики АФП при произвольных отклонениях параметров.

Рассмотрим АФП с РО и линейным УУ. Пусть коэффициент передачи АФП* равен 1, вспомогательные входной и выходной сигналы равны нулю.

Аппроксимируем характеристику детектора на основе НКЛФ. Тогда уравнение АФП примет вид лы, xг - сигнал опорного генератора Д, - возмущающее воздействие, M ( p ), n p - коэффициенты передачи Ф и ВР соответственно, K *, B* - крутизна и постоянная составляющая УУ, K n, Bn - коэффициенты аппроксимации характеристики Д с помощью НКЛФ включения Qn.

Уравнение (1) полностью описывает статические и динамические режимы нелинейного АФП с РО. Это кусочно-линейное дифференциальное уравнение, справедливое при произвольных значениях входного воздействий, произвольных характеристиках звеньев и типовых фильтров преобразователя.

Построены статические (p0) характеристики нелинейного АФП с фильтром нижних частот для отклонений параметров входного сигнала. Пусть M ( p ) = 1 Tp + 1, где T – постоянная времени Ф, характеристика детектора – синусоидальная функция. Аппроксимируем ее на участке аргумента 0 при помощи 8 отрезков прямых (N = 7). Полагаем статические значения xг0 = 0 = 0, B*=0, K*=1, M(0)=1 и после подстановки в (1) получим аналитическое выражение для статических характеристик Представлены графики характеристик для различных np.

Научный потенциал молодёжи - будущее России Они могут быть построены непосредственно подстановкой коэффициентов звеньев преобразователя в (1). Графики подтверждают правильность предложенного подхода исследования нелинейного АФП с РО на основе передаточных характеристик.

Исследование влияния дестабилизирующего фактора на отклонения параметров выходного сигнала амплитудно-фазового преобразователя М.Ю. Васильев, Г.С. Васильев Научный руководитель: к.т.н., доцент И.А. Курилов Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет»

602264, г.Муром, ул. Орловская, 23, тел.(49234) 7-72-32, E-mail: kh@mivlgu.ru Анализ широкого класса радиотехнических устройств удобно проводить на основе обобщенных схем амплитудно-фазовых преобразователей (АФП). При этом конкретное устройство представляется одним из вариантов АФП с соответствующими коэффициентами (рис.1). Тогда при анализе конкретного радиотехнического устройства можно исключить этапы составления его уравнений и решения уравнений с целью получения аналитических выражений конкретных характеристик, что существенно сокращает время и упрощает анализ различных устройств. Поскольку при изменении типа конкретного устройства или варианта его построения достаточно заменить соответствующие коэффициенты в конечных выражениях характеристик обобщенной схемы.

На схеме обозначено: х и у – параметры входного и выходного сигналов; УТ1,2 – управляющие тракты, каждый из которых состоит из детектора отклонения параметров сигнала, поступающего на него, и фильтра; u1,2 – выходные сигналы УТ1,2; ВР – весовой распределитель, значения коэффициентов передачи которого определяют пропорции передачи сигналов с его входов на выходы и позволяют формировать управляющий u и выходной вспомогательный сигналы преобразователя; УУ – управляющее устройство, осуществляющее управление параметрами входного сигнала преобразователя; е – дестабилизирующий фактор.

Исследование зависимости отклонения выходного сигнала АФП от воздействия дестабилизирующего фактора проводится при отсутствии сигнала на входе, т.е. х=0. Детекторы УТ1,2 имеют характеристики F1(x)=sin(x) и F2(y)=sin(y). Коэффициенты передачи фильтров равны М1,2(р)=1.

Характеристику УУ считаем линейной с крутизной Ку. Обозначим n1 и n2 – коэффициенты передачи усилителей ВР, Ку·n1=N1, Ку·n2=N2 – коэффициенты регулирования вперёд и назад.

С учётом вышеизложенного выражение для сигнала на выходе АФП:

Произведена аппроксимация характеристики детектора F2 ( y ( )) на основе непрерывных кусочно-линейных функций (НКЛФ), что позволило рассматривать нелинейную характеристику детектора как сумму линейных функций:

где n – номер узла аппроксимации характеристики детектора, K 2 n и B2 n - коэффициенты аппроксимации, Q2 n ( у ) - функция включения, формирующая аппроксимирующий отрезок прямой.

Т.к. выражение для выходного сигнала АФП задано в неявном виде, то перешли к обратной зависимости Построены графики зависимости отклонения параметра выходного сигнала АФП от воздействия дестабилизирующего фактора для Ку=1, N2=0.5, 1, 2 и шага аппроксимации характеристики детектора для следующих значений шага аппроксимации Ду= 4 и Ду=0.1. Графики позволяют численно оценить влияние характеристик, составляющих АФП звеньев, на степень воздействия дестабилизирующего фактора преобразователя сигналов.

Исследование режимов амплитудно-фазового преобразователя с фильтров нижних частот методом фазовой плоскости М.Ю. Васильев, Г.С. Васильев Научный руководитель: к.т.н., доцент И.А. Курилов Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет»

602264, г.Муром, ул. Орловская, 23, тел.(49234) 7-72-32, E-mail: kh@mivlgu.ru При исследовании работы нелинейного радиотехнического устройства удобно аппроксимировать его вариантом схемы амплитудно-фазового преобразователя (АФП) с регулированием по отклонению (РО).

Для исследования поведения системы на вход подаётся скачок параметра входного сигнала (амплитуды или фазы) x(t) величиной хнач. Характеристика управляющего устройства (УУ) – линейная функция с крутизной Ку. Детектор управляющего тракта (УТ2) имеет пилообразную характеристику F2(y). В качестве фильтра УТ2 используется фильтр нижних частот первого порядка с коэффициентом передачи M 2 ( p) = 1 (1 + p ). Обозначим n2 – коэффициент передачи усилителя весового распределителя (ВР), Ку· n2=N2 – коэффициент регулирования тракта регулирования по отклонению.

Уравнение системы примет вид:

Переходим от операторной к временной форме записи Получено решение уравнения АФП для различных начальных значений входного сигнала хнач. Для решения применен метод Рунге-Кутты. Фазовый портрет для хнач= 1, 1.9, 3, 3.9, 4.1, 5, 6.1, 7 представлен на рис 1.

В работе построены временные зависимости, позволяющие численно оценить влияние характеристик звеньев на параметры выходного сигнала.

Научный потенциал молодёжи - будущее России Особенности реализации компенсации внешних помех в двухканальной радиометрической системе СВЧ П.А. Ечин Научный руководитель: к.т.н., доцент Е.В. Федосеева Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет»

602264 г. Муром, Владимирская обл., ул. Орловская, 23.

Распространенным способом компенсации фоновых помех в работе радиометрических систем является метод диаграммной модуляции, при котором главный лепесток ДН антенны периодически наводится на объект зондирования и на соседнюю с ним область с последующей реализацией процедуры компенсации.

Чувствительность модуляционного радиометра СВЧ в системе с диаграммной модуляцией можно повысить, если применить схему двухканального модуляционного радиометра с вычитанием, изображенную на рис. 1.

В такой радиометрической системе, вместо качающейся антенны, характерной для метода диаграммной модуляции, используются две разнонаправленный антенны, одна из которых принимает измеряемый радиошумовой сигнал вместе с паразитным фоновым излучением. Другая антенна, отведенная в сторону от исследуемого объекта, принимает только лишь паразитное фоновое излучение.

В данной РМС каждый вход модулятора подключается (переключается) попеременно к одному из приемников. В результате происходит непрерывный прием исследуемого радиошумового сигнала. В связи с этим чувствительность такой радиометрической системы повышается в 2 раз (так как оба канала шумят), в отличие от одноканальной РМС с диаграммной модуляцией, где исследуемый сигнал поступает на вход приемника, лишь в один из полупериодов модулирующего напряжения входного модулятора. Антенна, направленная в сторону от зондируемого объекта формирует так называемый компенсирующий сигнал, который вычитается из основного, освобождая последний от помеховых компонент.

Важное достоинство данной РМС является отсутствие механизмов качания антенны, которые помимо своей сложности так же еще и инертны. Это позволяет выполнять переключения с высокой скоростью, а наличие двух самостоятельных антенн, дает возможность разнесения их в пространстве, в случае исследования протяженных объектов, где качание антенны при диаграммной модуляции не дает необходимого эффекта.

К основным недостаткам данной РМС относятся наличие двух антенн и двух каналов приема, что вносит дополнительные погрешности в измерение радиошумового сигнала и компенсацию помеховых компонент, так как идентичности обеих антенн и обоих каналов на практике достигнуть весьма проблематично. Эти обстоятельства определяют пути дальнейших исследований возможности создания РМС с одной антенной и с формированием сигнала компенсации с теми же параметрами.

Способы снижения уровня бокового и заднего излучения зеркальной антенны А.А. Кошелев Научный руководитель: к.т.н., доцент Е.В. Федосеева Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет»

602264 г. Муром, Владимирская обл., ул. Орловская, 23.

Уровень бокового и заднего излучения антенны определяет степень помехозащищенности системы в целом, поэтому задача его снижения является важной с точки зрения построения надежно функционирующих радиосистем даже в сложной помеховой обстановке.

В работе рассмотрены два способа снижения уровня бокового и заднего излучения зеркальной антенны: установка дисковых экранов и выполнение кромки зеркала перфорированной.

Получены данные по уровню снижения диаграммы направленности антенны при установке одного и двух дисковых экранов на теневой поверхности зеркала, а также при выполнении перфорации кромки зеркала с размерами отверстий 0.1л, 0.3л и 0.5л.

Результаты моделирования диаграммы направленности зеркальной антенны без экрана и перфорации и с ними позволяют сделать вывод об эффективности их использования и возможности специального подбора определенного способа снижения бокового и заднего излучения антенны в зависимости от дополнительных требований и ограничений на направленные свойства антенны.

Частотные характеристики квадратурного автокомпенсатора фазовых искажений А.Е. Кривицкий Научный руководитель: к.т.н., доцент К.К. Храмов Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет»

602264, г.Муром, ул. Орловская, 23, тел.(49234) 7-72-32, Усиление радиосигналов с угловой модуляцией сопровождается, как правило, нежелательными отклонениями закона изменения фазы усиливаемого сигнала под влиянием различных внутренних и внешних дестабилизирующих факторов, таких как изменение напряжения питания усилителя, случайные возмущения фазы и т.д.

Эффективным способом снижения фазовых искажений является автоматическая компенсация. Принципы работы автокомпенсаторов, в том числе содержащих квадратурные преобразователи сигналов, подробно рассмотрены в [1].

В работе оценивается влияние параметров цепи регулирования по отклонению, имеющейся в квадратурном автокомпенсаторе, на уровень снижения нежелательных отклонений фазы, возникающих при усилении сигналов с угловой модуляцией.

Основными параметрами цепи обратной связи автокомпенсатора являются постоянные коэффициенты усиления k1 и k2 и частотнозависимые передаточные функции W1(p) и W2(p) фильтров квадратурных ветвей.

Для построения частотных характеристик автокомпенсатора были получены математические выражения, описывающие работу схемы. На основе формул составлена нелинейная модель квадратурного автокомпенсатора, отражающая воздействие нежелательных фазовых отклонений на фазу выходного сигнала. При получении выражения для передаточной функции автокомпенсатора типа «фаза-фаза» его модель была линеаризована.

В работе построены частотные характеристики квадратурного автокомпенсатора с фильтрами нижних частот (ФНЧ) первого и второго порядков и пропорционально-интегрирующим фильтром (ПИФ).

Научный потенциал молодёжи - будущее России Из полученных графиков следует, что с ростом коэффициента усиления k2 увеличивается степень компенсации нежелательных отклонений фазы, причем полоса частот, в которой подавление максимально, определяется полосой пропускания фильтра. АЧХ автокомпенсатора с ПИФ имеют более сглаженный характер.

Литература 1. Квадратурные формирователи радиосигналов: Монография / Попов П.А., Шерстюков С.А., Жайворонок Д.А., Ромашов В.В., Акиньшин С.А.; Под ред. Попова П.А. – Воронеж: Воронежский институт МВД России, 2001. – 176 с.: ил.

Особенности разработки антенны и входного частотноселективного приемного устройства многодиапазонной радиометрической системы СВЧ А.В. Латалин Научный руководитель: к.т.н., доцент Е.В. Федосеева Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет»

602264 г. Муром, Владимирская обл., ул. Орловская, 23.

Радиометрические системы СВЧ предназначены для извлечения информации о физическом состоянии материальных объектов, содержащейся в собственном тепловом излучении и в электромагнитных сигналах, отраженных объектами или прошедших через них.

Спектральная характеристика этого излучения имеет большое значение с точки зрения точности решения обратных задач радиометрии – определения физических параметров зондируемых объектов, поэтому важным направлением в построении современных радиометрических систем является совмещение приема радиошумового излучения по нескольким частотным диапазонам – применение многодиапазонных систем.

В данной работе анализируется возможность построения многодиапазонной системы, осуществляющей прием по трем частотным диапазонам на одну апертуру зеркальной антенны с последующей частотной селекцией входных сигналов в блоке фильтров радиометра.

Габаритные размеры антенны определяются коэффициентом усиления низкочастотного диапазона, а для остальных частотных диапазонов его значение дополнительно оценивалось.

Параметры фильтров в составе частотноселективного приемного устройства определялись из условия развязки сигналов и отсутствия взаимного перекрытия полос фильтров отдельных приемных каналов.

Расчет и моделирование двухканальной двухмодовой зеркальной антенны М.А. Мамонов Научный руководитель: к.т.н., доцент Е.В. Федосеева Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет»

602264 г. Муром, Владимирская обл., ул. Орловская, 23.

Разные по форме пространственные ДН на одной излучающей апертуре можно получить при работе в многомодовом режиме. В частности моды Н11 и Е01 круглого волновода отличаются фазовым распределением поля – синфазное и противофазное, что приводит к получению максимального и нулевого приема по осевому направлению в антенне Рассчитана двухканальная параболическая антенна с рупорным облучателем, дополненным модовым разделителем на основе круглого волновода, в котором прием по основному каналу с главным лепестком вдоль оси антенны осуществляется на волне Н11, а по дополнительному каналу, с нулевым приемом вдоль оси антенны – на волне Е01.

Выходные каналы модового разделителя выполнены прямоугольными волноводами а для разделения мод в круглом волноводе установлен режекторный фильтр в виде кольца с внутренним диаметром, размер которого запредельный для распространения волны Е01.

Для проверки правильности функционирования и с целью оптимизации размеров в программе CST MicroWave Studio создана модель двухмодового облучателя, на основании которой получены трёхмерные изображения Е и Н полей в волноводах для обеих мод, графики частотной зависимости коэффициентов передачи для двух каналов облучателя.

Исследование процесса формирования выходного сигнала синтезаторов прямого синтеза частот А.М. Рудаков Научный руководитель: к.т.н., доцент И.А. Курилов Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет»

602264, г.Муром, ул. Орловская, 23, тел.(49234) 7-72-32, E-mail: kh@mivlgu.ru В работе проводится классификация, рассматриваются принципы построения и функциональные схемы цифро-аналоговых преобразователей синтезаторов прямого синтеза частот, их основные достоинства и недостатки.

На основе аппарата непрерывных кусочно-линейных функций проводится аппроксимация элементарных сигналов, формируемых средствами цифровой обработки. Получены аналитические выражения, формирования аппроксимирующей последовательности, составленной из элементарных сигналов.

Аналитически описывается процесс формирования сигнала на выходе цифроаналогового преобразователя.

Описание процессов преобразования по полученным аналитическим выражениям аппроксимированных сигналов, осуществляется спектральным методом, при помощи прямого и обратного преобразований Фурье.

Исследуется процесс фильтрации сигналов с помощью фильтров нижних частот первого и второго порядков. Представлены математические модели сигнала на выходе фильтров, анализируется влияние порядка фильтра и параметров преобразователя на величину погрешности формирования выходного сигнала синтезатора.

Переходные процессы амплитудно-фазового преобразователя с пропорционально интегрирующим фильтром А.М. Рудаков Научный руководитель: к.т.н., доцент И.А. Курилов Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет»

602264, г.Муром, ул. Орловская, 23, тел.(49234) 7-72-32, E-mail: kh@mivlgu.ru В ходе работы исследуется реакция сигналов на скачкообразные отклонения параметров (амплитуда, фаза) входного сигнала и дестабилизирующего фактора. В качестве инерционности управляющих трактов преобразователя рассматриваются пропорционально интегрирующие фильтры.

Передаточная функция преобразователя аппроксимируется на базе аппарата непрерывных кусочно–линейных функций. Получены аналитические выражения переходных процессов для трех вариантов построения преобразователя: с регулированием по возмущению, по отклонению Научный потенциал молодёжи - будущее России и с комбинированным регулированием. Определены погрешность аппроксимации передаточных функций и её зависимость от количества узлов аппроксимации и длины аппроксимируемого участка характеристики.

По результатам аналитических исследований построены графики переходных процессов преобразователя с конкретными численными значениями параметров составляющих его звеньев.

Проводится сравнительное исследование продолжительности процесса установления основных вариантов построения амплитудно-фазовых преобразователей сигналов для трех значений постоянных времени фильтров управляющих трактов.

Сравнительный анализ методов прямого синтеза частот и схем синтезаторов А.М. Рудаков Научный руководитель: ассистент С.М. Харчук Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет»

602264, г.Муром, ул. Орловская, 23, тел.(49234) 7-72-32, E-mail: kh@mivlgu.ru В работе рассматриваются принципы прямого синтеза частот. Проводится сравнительный анализ основных методов прямого синтеза частот и построения структурных и функциональных схем синтезаторов DDS.

Рассматриваются два варианта построения принципиальных схем синтезаторов частот прямого синтеза.

Определены основные достоинства и недостатки, как метода прямого цифрового синтеза, так и достоинства и недостатки основных схем построения синтезаторов, а так же параметры данных схем.

На примере конкретного варианта построения синтезатора рассматриваются метод формирования последовательности элементарных импульсов. На базе непрерывных кусочнолинейных функций проводится аппроксимация алгоритма синтеза частот и выходного сигнала устройства. Приводятся аналитические выражения и графики аппроксимирующих функций.

Результаты сравнительного анализа двух вариантов схем синтезаторов прямого синтеза иллюстрируются графическими зависимостями параметров синтезаторов для четырех значений параметров цифроаналогового преобразователя.

Моделирование согласующих устройств СВЧ на волноводной линии передачи А.С. Седов Научный руководитель: к.т.н., доцент Е.В. Федосеева Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет»

602264 г. Муром, Владимирская обл., ул. Орловская, 23.

В настоящее время развитие электронно-вычислительной техники определяет возможность реализации прогрессивных методов инженерного проектирования. Специально созданные пакеты прикладных программ, предназначенные для создания моделей радиотехнических систем, позволяют глубоко и подробно изучать процессы в системах, анализировать работу различных устройств. Системы схемотехнического моделирования позволяют во много раз сократить объемы затрат времени, трудоемкости и средств на вычисление и макетирование разрабатываемых устройств.

В данной работе рассматриваются возможности применения среды моделирования CST Microwave Studio для моделирования процессов прохождения волны в волноводном тракте при несогласованной реактивной и активной нагрузке и выбора устройства согласования.

Принцип согласования сводится к компенсации отраженного от неоднородности сигнала с использованием индуктивных и емкостных диафрагм и штырей, а также четвертьволнового трансформатора. Сначала оценивают параметры необходимых согласующих устройств по известным в электродинамике методам, затем создается модель устройства в среде CST Microwave Studio, по частотным характеристикам которой окончательно оптимизируются параметры согласующих устройств.

Построение линейной неэквидистантной антенной решетки излучателей, эквивалентной чебышевской эквидистантной антенной решетке с заданным уровнем боковых лепестков Н.В. Степанов Научный руководитель: к.т.н., доцент Е.В. Федосеева Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет»

602264 г. Муром, Владимирская обл., ул. Орловская, 23.

Для эквидистантных линейных антенных решеток излучателей всегда можно найти такое амплитудное распределение, при котором главный лепесток диаграммы направленности имеет наименьшую ширину при заданных размерах излучающей системы и заданном максимальном уровне боковых лепестков, например, при использовании чебышевского амплитудного распределения.

Существуют таблицы амплитудных распределений для различных уровней боковых лепестков и различного числа излучателей в линейке. Но для большого числа излучателей амплитудное распределение практически не зависит от числа излучателей. В результате, для линеек с большим числом излучателей имеются универсальные кривые амплитудных распределений, соответствующие различным заданным уровням боковых лепестков.

В основе синтеза дискретных систем излучателей - некоторая линейка с непрерывным излучающим током, но имеющим соответствующий закон изменения амплитуды тока вдоль линейки. Для расчета неэквидистантной антенной решетки строится график оптимального по Чебышеву амплитудного распределение на линейке излучателей. Затем полученная функция разбивается на заданное количество излучающих элементов. В результате определяются пространственные координаты расположения излучателей в неэквидистантной линейке. Затем строится диаграмма направленности с учетом пространственных координат излучателей.

Исследование динамических процессов фильтра верхних частот на основе аппроксимации непрерывными кусочно-линейными функциями Д.И. Суржик Научный руководитель: ассистент С.М. Харчук Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет»

602264, г.Муром, ул. Орловская, 23, тел.(49234) 7-72-32, E-mail: kh@mivlgu.ru В работе исследуется реакция фильтра верхних частот (ФВЧ) первого порядка [1] на входное воздействие, в качестве которого принят единичный скачок.

Представление выходного сигнала фильтра осуществлялось в операторной форме (изображение по Лапласу) [2]. Полученная характеристика аппроксимировалась с использованием непрерывных кусочно-линейных функций (НКЛФ). Применение НКЛФ позволяет преобразовать нелинейную функцию изображения выходного сигнала в сумму линейных функций, определенных на всей оси переменной. Искомый сигнал во временной области определяется на основе использования обратного преобразования Лапласа.

Научный потенциал молодёжи - будущее России В результате получено аналитическое выражение реакции фильтра во временной области.

Построены графики временных зависимостей выходного сигнала для различных числовых значений параметров фильтров. Динамические характеристики представляют собой убывающие экспоненты. Проведено сравнение предлагаемого метода исследования с известными и определена погрешность аппроксимации. Полученные выражения позволяют переходные характеристики конкретных фильтров получать подстановкой численных коэффициентов исследуемой цепи в конечное аналитическое выражение.

Применение НКЛФ дает возможность аппроксимировать характеристики произвольных устройств и получать аналитические выражения их динамических характеристик.

Литература 1. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы: учебник для вузов. – 4-е изд. - М.: Радио и связь, 1986.

2. Атабеков Г.И. Основы теории цепей / Учебник для вузов. - М.: Энергия, 1969.

Приложение метода Прони для синтеза эквидистантной антенной решетки с заданной ДН А.А. Тарасов Научный руководитель: к.т.н., доцент Е.В. Федосеева Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет»

602264 г. Муром, Владимирская обл., ул. Орловская, 23.

При построении эквидистантной антенной решетки с ДН специальной формы необходимо решить задачу нахождения амплитудно-фазового распределения тока между излучателями решетки. Одним из известных способов ее решения является используемый в спектральном анализе метод Прони. Это метод моделирования выборочных данных в виде линейной комбинации экспоненциальных функций.

Последовательность расчетов по методу Прони следующая:

- определяются параметры линейного предсказания, с помощью которых осуществляется подгонка имеющихся данных – значения функции описывающей специальную форму ДН антенной решетки;

- из коэффициентов линейного предсказания формируется полином и определяются его корни, которые задают коэффициенты затухания и частоты синусоид для каждого экспоненциального члена;

- находится решение системы линейных уравнений, которое дает оценку амплитуд экспонент и начальных фаз синусоид и представляет собой необходимое амплитудно-фазовое распределение тока в антенной решетке.

Актуальность данного метода состоит в возможности построения адаптивной антенной решетки и оперативным формированием нулевого приема по направлению прихода помехи.

Исследование шумовых свойств системы ИФАПЧ с делителями частоты и со смесителем в режиме умножения частоты А.А. Трофимов, А.Н. Фомичев Научный руководитель: д.т.н. профессор В.В. Ромашов Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет»

602264, г. Муром, Владимирской обл., ул. Орловская, E-mail: ua3var@yandex.ru При формировании высокочастотных сигналов используются синтезаторы частот с последующим умножением или преобразованием частоты [1]. Применение умножителей частоты увеличивают уровень шумов пропорционально квадрату коэффициенту умножения, что при большом его значении существенно ухудшает спектральную частоту выходного сигнала. В ряде случаев используют в качестве умножителей систему ФАПЧ, например, в интегральных микросхемах DDS синтезаторов с целью повышения тактовой частоты. При этом система автоподстройки вносит свои собственные шумы, величина которых и распределение по частоте зависят от параметров схемы.

Целью данной работы является исследование вносимых системой ФАПЧ фазовых шумов от коэффициента умножения.

С использованием [2] получено выражение для относительной спектральной плотности (ОСП) фазовых флуктуаций на выходе системы ФАПЧ с делителями частоты и для системы ФАПЧ со смесителем где символом S обозначены относительные спектральные плотности фазовых шумов соответствующих каскадов: SГОН – генератора опорной частоты, SГУН – генератора, управляемого напряжением, SДФКД – делителя частоты с фиксированным коэффициентом деления, SДПКД – делителя частоты с переменным коэффициентом деления, SЧФД – частотно-фазового детектора, SФНЧ – фильтра нижних частот, SСМ – смесителя, SУЧ – умножителя частоты, F – частота отстройки от несущего колебания, H31 и H32 - передаточные функция кольца ИФАПЧ по внешним и внутренним шумам.

Основные соотношения для расчета ОСП входящих в систему каскадов взяты из [2].

Рассчитанные в программе Mathcad зависимости приведены на рис. 1. Здесь принят коэффициент деления ДФКД, равный 12.

Как видно, уровень фазового шума меньше при небольших коэффициентах умножения.

Величина ОСП шумов для системы ФАПЧ с делителями частоты при частоте отстройки 1кГц для K=2 равна -129 дБ, для K=5 ОСП шумов равна -121 дБ, для K=16 ОСП шумов равна - дБ. Величина ОСП шумов для системы ФАПЧ со смесителем при частоте отстройки 1кГц дял K=2 равна -137 дБ, для K=5 ОСП шумов равна -129 дБ, для K=16 ОСП шумов равна -119 дБ.

Рис. 1. Зависимость ОСП фазовых шумов ФАПЧ с делителями чистоты и ФАПЧ со смесителем от частоты отстройки для коэффициентов умножения 2 и Видно, что система ФАПЧ со смесителем имеет меньший уровень фазовых флуктуаций, чем ФАПЧ с делителями частоты, на 8 дБ.

Научный потенциал молодёжи - будущее России Таким образом, проведенные исследования позволяют сделать вывод, что простейшая система ФАПЧ с делителями частоты при использовании в качестве умножителя частоты имеет больший уровень фазовых флуктуаций, чем ФАПЧ со смесителем.

Литература 1. Формирование прецизионных частот и сигналов: Учеб. пособие / Н.П. Ямпурин, В.В. Болознев, Е.Ф. Сафонова, Е.Б. Жалнин. – Нижний Новгород: Нижегородский. гос. техн. ун-т., 2003. – 187 с.

2. Рыжков А.В., Попов В.Н. Синтезаторы частот в технике радиосвязи. – М.: Радио и связь, 1991. – 264 с.

Анализ фазовых шумов DDS синтезаторов А.Н. Фомичев Научный руководитель: Л.В. Ромашова Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет»

602264, г. Муром, Владимирской обл., ул. Орловская, E-mail: romashovamurom@mail.ru Основной технической характеристикой, определяющей качество сигнала любого источника гармонических колебаний, является относительная спектральная плотность мощности (ОСП) его фазовых нестабильностей S(F), где F – отстройка от несущей частоты. Ординаты S(F) нормируют по отношению к мощности на несущей частоте в полосе 1 Гц и выражают в [дБ/Гц]. Характеристика S(F) отражает шумовые, регулярные и искажающие процессы, происходящие во всех узлах синтезатора частот.

ОСП фазовых флуктуаций выходного сигнала цифровых вычислительных синтезаторов DDS определяется разрядностью ЦАП, близостью выходной частоты частоте дискретизации и шумовым спектром источника тактирования [1].

Рассмотрим влияние этих факторов на уровень фазового шума выходного сигнала DDS.

Разрешение ЦАП определяется числом его входных битов. В результате конечного значения числа разрядов ЦАП возникает ошибка квантования. В спектре выходного сигнала присутствуют побочные составляющие. Увеличение разрядности ЦАП приводит к уменьшению ошибки квантования и, соответственно, к уменьшению уровня побочных составляющих.

Отношения шум-сигнал S, вызванное конечной разрядностью ЦАП, из [2]:

S = 1,76 6,02 N (дБ), где N - число разрядов ЦАП.

Например, 8-битовый ЦАП позволяет получить S = - 49.92 децибелов. Нужно отметить, что это уравнение определяет только полную мощность шума из-за ошибок квантования и не дает информации о распределении или максимальном уровне дискретных составляющих.

Данное уравнение применяется только в том случае, если используется полная шкала ЦАП. При уменьшении уровня сигнала мощность шумов квантования остается постоянной. В результате отношение шум-сигнал увеличивается пропорционально уменьшению используемой части шкалы ЦАП, и может быть учтено коэффициентом 20log(A) (дБ), где A – относительный диапазон шкалы сигнала, в котором работает ЦАП. Таким образом, уравнение для S становится:

В продолжение примера, если ЦАП работает при A=0,7, то получающееся значение для S составляет – 46,82 децибелов (увеличение на 3,1 децибела).

Третьим фактором, влияющим на уровень шума выходного сигнала синтезатора, является отношение синтезируемой частоты к тактовой частоте fout/fт.

Во-первых, передаточная характеристика ЦАП зависит от частоты и уменьшается при приближении выходной частоты к тактовой [3]. Это учтем коэффициентом Во-вторых, уменьшение полосы пропускания для дискретного сигнала по сравнению с частотой Найквиста эквивалентно эффекту передискретизации.

Критерий Найквиста требует, чтобы полоса пропускания дискретного сигнала была ограничены половиной частоты дискретизации. Если полоса пропускания дискретного сигнала намеренно ограничена меньшей полосой, то частота дискретизации эквивалентно превышает требования Найквиста и проявляется эффект передискретизации (частота дискретизации используется выше, чем это требуется по критерию Найквиста).

В случае передискретизации общая мощность шума квантования определяется разрешением ЦАП и остается такой же, как и в случае применения критерия Найквиста, уровень сигнала в обоих случаях одинаков, но уровень шума в меньшей полосе пропускания уменьшается пропорционально отношению выходной частоты к тактовой fout/fт.

Этот эффект учитывается коэффициентом 10log(fout/fт) (дБ).

Выражение для отношения шум-сигнал с учетом всех параметров можно записать в логарифмическом масштабе:

При отношении fout/fт=1/3, отношение шум/сигнал становится – 51,59 децибел.

Относительная спектральная плотность мощности фазового шума S(F) в полосе 1 Гц может быть определена, принимая отношение шум/сигнал в полосе частот, эквивалентной тактовой частоте, учетом коэффициента 10logfт:

Преобразовав последнее выражение, получим:

Данное выражение позволяет вычислить минимальный уровень фазовых флуктуаций DDS без учета фликкерных фазовых шумов.

Например, для синтезатора AD9958, имеющего 10-ти разрядный ЦАП, при тактовой частоте 500 МГц, выходной частоте 100,3 МГц и А=1 по полученному выражению имеем относительную спектральную плотность фазовых флуктуаций – 155 дБ, тогда как из описания этой микросхемы минимальный уровень фазовых шумов – 154 дБ (погрешность составляет 1 дБ).

Таким образом, полученное выражение позволяет с достаточной точностью производить теоретическую оценку уровня фазовых флуктуаций цифровых вычислительных синтезаторов и может быть использовано при расчете фазовых флуктуаций формирователей сигналов, реализованных на DDS.

Литература 1. Л.Белов. Синтезаторы стабильных частот. -ЭЛЕКТРОНИКА: Наука, Технология, Бизнес 3/2004.

2. A Technical Tutorial on Digital Signal Synthesis. Copyright 1999 Analog Devices, Inc.

3. Макаренко В. Синтезаторы частоты прямого цифрового синтеза. Сhip-news, №6 (109), 2006.

с.24-27.

4. Жалуд В., Кулешов В.Н. Шумы в полупроводниковых устройствах. – Под ред.

А.К.Нарышкина. – М.: Сов. Радио, 1977. – 417 с.

Научный потенциал молодёжи - будущее России Сравнительный обзор методов синтеза частот А.Н. Фомичев Научный руководитель: д.т.н. профессор В.В. Ромашов Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет»

602264, г. Муром, Владимирской обл., ул. Орловская, E-mail: ua3var@yandex.ru Синтезатор частот (СЧ) – это устройство, формирующее колебания в определенном диапазоне частот. Эти колебания формируются, как правило, из частоты одного исходного высокостабильного источника колебаний – генератора опорной частоты (ГОЧ). Из частоты генератора путем преобразований формируются необходимая сетка частот с шагом сетки f. Диапазон частот – область частот между минимальной и максимальной частотами синтезируемых колебаний.[1] Синтезаторы частот являются ключевым элементом практически любой системы радиосвязи, радиолокации, измерения и контроля [2].

Наиболее распространенными являются следующие методы синтеза частот:

• Прямой аналоговый синтез (Direct Analog Synthesis, DAS). Аналоговые синтезаторы реализуются путём смешения отдельных базовых частот с их последующей фильтрацией. Базовые частоты могут быть получены на основе низкочастотных (кварц, ПАВ) или высокочастотных (диэлектрический, сапфировый, волноводный, керамический резонаторы) генераторов посредством умножения, деления или фазовой автоподстройки частоты [3].

• Косвенный (indirect) синтез на основе фазовой автоматической подстройки частоты (Phase Locked Loop, PLL), при котором выходная частота формируется с помощью дополнительного генератора (чаще всего это генератор, управляемый напряжением — Voltage Controlled Oscillator, VCO(ГУН)), охваченного петлей ФАПЧ. Как правило, такие синтезаторы имеют гораздо меньшие размеры и уровень сложности по сравнению с аналоговыми схемами [4].

• Прямой цифровой синтез (Direct Digital Synthesis, DDS). В отличие от традиционных решений, цифровые синтезаторы используют цифровую обработку для конструирования требуемой формы выходного сигнала из базового (тактового) сигнала [5]. С помощью фазового аккумулятора сначала создаётся цифровое представление сигнала, а затем генерируется и сам выходной сигнал (синусоидальной или любой другой желаемой формы) посредством цифроаналогового преобразователя (ЦАП - DAC). Скорость генерации цифрового сигнала, главным образом, ограничена цифровым интерфейсом и является весьма высокой, сопоставимой с аналоговыми схемами;

• Гибридный синтез, представляющий собой комбинацию нескольких методов.

Для современного состояния развития СЧ, описанных выше, характерно понимание как достоинств, так и недостатков разных методов синтеза частот. СЧ прямого синтеза частот обеспечивают малое время переключения, причем аналоговые СЧ позволяют работать в очень высоком диапазоне частот. С другой стороны, СЧ косвенного метода синтеза частот обеспечивают более чистые спектры синтезируемых сигналов. Поэтому на практике выбор того или иного метода синтеза частот осуществляется исходя из требований технического задания.

Таблица параметров синтезаторов частот частота В большинстве случаев Определяется частотой Определяется разряднопостоянен по диапазону, сравнения. В основном 12,5 стью и основанием исопределяется числом сек- и 25 кГц, увеличение не пользуемой системы Шаг сетки часций (n), из которых состоит вызывает трудностей. счисления, может сотот Спектральные характеристики (уровень шумов) Уровень побочных Практически отсутствуют. Практически отсутствуют -60…-80 дБ дискретных спектральных составляющих Скорость пере- От единиц микросекунд до Единицы миллисекунд Десятки наносекунд и На основании обзора литературы в таблице представлены основные параметры синтезаторов частот, реализованных различными методами. По этим усредненным данным можно выбрать метод синтеза, исходя их требований к конкретной радиосистеме.

Литература 1. Формирование прецизионных частот и сигналов: Учеб. пособие / Н.П. Ямпурин, В.В. Болознев, Е.Ф. Сафонова, Е.Б. Жалнин. – Нижний Новгород: Нижегородский. гос. техн. ун-т., 2003. – 187 с.: ил.

2. J. Browne, “Frequency Synthesizers Tune Communications Systems,” Microwaves&RF, March 2006.

3. Ченакин А. Частотный Синтез: Текущие Решения и Новые Тенденции// “Microwave Journal”, Май 2007. С. 256-266.

4. W. Egan. Frequency Synthesis by Phase Lock. - New York: Wiley, 2000.

5. V. Kroupa. Direct Digital Frequency Synthesizers. - New York: IEEE Press, 1999.



 
Похожие работы:

«Николай Курдюмов Умная бахча для всех Оглавление Об этой книге, умной бахче и умных бахчеводах. 1 Зачем прививать арбузы? Глава 1. Виды, сорта, гибриды. Какие бывают арбузы Арбузные байки Какие бывают дыни Дынные байки Какие бывают тыквы Тыквенные байки Дебаты о сортах, вкусах и качестве. 10 Надо ли кормить и поить бахчу? Главное о селекции Главное о семеноводстве Где взять надёжные семена? Лучшие сорта бахчевых на сегодня. 14 Потребитель! Ты себя недооценивешь.. 34 Глава 2. Агротехника...»

«1 ОГЛАВЛЕНИЕ СОДЕРЖАНИЕ И УРОВЕНЬ ПОДГОТОВКИ 1. 1.1. Учебные планы и программы дисциплин и практик 1.2. Программы и требования к промежуточному контролю и итоговой аттестации 1.3. Организация учебного процесса 2. КАЧЕСТВО ПОДГОТОВКИ 2.1. Успеваемость (количественная и качественная) 2.2. Итоги работы ГАК 2.3. Востребованность выпускников 3. ФАКУЛЬТЕТСКАЯ СИСТЕМА ОБЕСПЕЧЕНИЯ КАЧЕСТВА ОБРАЗОВАНИЯ, ЕЕ ЭФФЕКТИВНОСТЬ 3.1. Анализ движения контингента студентов 3.3. Эффективность системы текущего и...»

«ИНТЕЛЛЕКТ Вот мы и на пороге нового года. Этот праздник чем-то похож на день рождения. Именно в эти дни оглядываешься на прожитое, оцениваешь достигнутое и строишь планы на будущее. Каждый год работы компании расписан по мероприятиям. Начинается Всеукраинской конференцией всех партнеров корпорации, затем идут празднования Международного женского дня, Дня рождения компании, Дня бухгалтера, неформальная зарубежная конференция и встреча Нового года. Основные праздники сопровождаются акциями, как...»

«Приложение 8 I.8.1.1. Разработка практических алгоритмов по обучению работе в автоматизированной системы управления энергосбережением (АСУЭ) в части создания подсистемы мониторинга соответствия уровня внедрения управленческого модуля в области энергоэффективности и энергосбережения в образовательных учреждениях Методика работы с подсистемой мониторинга соответствия уровня внедрения управленческого модуля в области энергоэффективности и энергосбережения в Центрах мониторинга Листов: 49 Москва...»

«Государственный комитет по науке и технологиям Республики Беларусь КАТАЛОГ ОрГАнизАций реСПУБЛиКи БеЛАрУСЬ, ВЫПОЛнЯЮЩиХ нАУЧнЫе иССЛедОВАниЯ и рАзрАБОТКи Минск 2009 УДК 061.61 (035) (476) ББК 72.4 (2) (4Беи) K 29 Составители: А.н. коршунов, н.н. скриган, и.А. Хартоник, А.Е. Черныш Под редакцией: д-ра техн. наук и.В. Войтова Каталог организаций Республики Беларусь, выполняющих научные исследования и разработки. — к 29 Минск: ГУ БелисА, 2009. — 348 с. ISBN 978-985-6874-01- УДК 061.61 (035) (476)...»

«CОБРАНИЕ ЗАКОНОДАТЕЛЬСТВА САРАТОВСКОй ОБЛАСТИ №26 июль 2012года официальноеиздание Государственноеавтономноеучреждение cредствмассовойинформацииСаратовскойобласти Саратов-Медиа 2012 Раздел II. Постановления Губернатора Саратовской области 5009 РАЗДЕЛ ВТОРОЙ Губернатор СаратовСкой облаСти ПОсТАнОВЛЕниЕ от 25 июля 2012 года № 263 г. Саратов Об утверждении Лесного плана саратовской области в соответствии с частью 3 статьи 86 лесного кодекса российской Федерации ПоСтановлЯЮ: 1. утвердить лесной...»

«УЧРЕЖДЕНИЕ РОССИЙСКОЙ АКАДЕМИИ НАУК ИНСТИТУТ ВОДНЫХ ПРОБЛЕМ СЕВЕРА КАРЕЛЬСКОГО НАУЧНОГО ЦЕНТРА РАН ОТЧЕТ О НАУЧНОЙ И НАУЧНО-ОРГАНИЗАЦИОННОЙ ДЕЯТЕЛЬНОСТИ за 2011 год Рассмотрен и утвержден на Ученом совете ИВПС КарНЦ РАН 23 декабря 2011 г. Председатель Ученого совета директор ИВПС КарНЦ РАН чл.-корр. РАН Н.Н. Филатов Петрозаводск 2011 2 I. ВАЖНЕЙШИЕ ДОСТИЖЕНИЯ ИВПС КарНЦ РАН в 2011 г. Выполнено обобщение натурных исследований нелинейных внутренних волн в озерах Мира и получены закономерности их...»

«11 (37) Ноябрь 2012 года № ХIХ БДЖОЛЯРСЬКИЙ КРУГ. ции в мировом пчеловодстве – массовая гибель пчелиных семей пошла на убыль. Если раньше она составляла до 40-50 % СТАРЫЙ САЛТОВ в год, то сегодня в Европе этот показатель снизился до 10-15 %. Эти цифры свидетельствуют о том, что о версии электромагнитного загрязнения как П человоды Украины уже привык- На ярмарке также была представлена основной причины коллапса пчелиных ли к тому, что в первые выходные продукция и непосредственно от пасеч- семей...»

«ЗАПИСКИ ВСЕСОЮЗНОГО МИНЕРАЛОГИЧЕСКОГО ОБЩЕСТВА Ч. CXIX 1990 Вып. 5 ХРОНИКА УДК 549 : 061.22.055.5 (47+57) ЗВМО, вып. 5, 1990 г. © 1990 г. ОТЧЕТ О ДЕЯТЕЛЬНОСТИ ВСЕСОЮЗНОГО МИНЕРАЛОГИЧЕСКОГО ОБЩЕСТВА В 1989 г. Число отделений в истекшем году не изменилось. I. Личный состав Общества В число действительных членов Всесоюзного минералогического общества в 1989 г. были при­ няты: Вахрушев С. Н., геолог (Свердлов, горн, ин-т), Абдурахманов Р. Ф., канд. геол.-мин. наук Веремеева Л. И., науч. сотр. ( И...»

«Анастасия Новых Сэнсэй-II Исконный Шамбалы. (книга вторая) От Правды не сокроешься, от Мудрости не утаишь. Нет на Земле ничего тайного, чтобы когданибудь оно не стало явью. Людская жизнь и смерть — поток единого процесса. Понять прошлое — значит научиться преодолевать опасности настоящего. Выплыть же из него возможно, лишь став Человеком! Книга составлена по заметкам из личного дневника бывшей десятиклассницы, отражающим события лета 1991 года. Пролог — Но не вс ж так плохо. Тем более, раз ты...»

«СОДЕРЖАНИЕ ОТЧЕТА 1. Общие сведения о специальности (направлении 3 подготовки) и выпускающей кафедре 2. Структура подготовки специалистов (бакалавров или 8 магистров). Сведения по образовательной программе 3. Содержание подготовки специалиста (бакалавра или 9 магистра) 3.1 Учебные программы дисциплин и практик, диагностические 12 средства 3.2 Программы и требования к выпускным квалификационным 17 испытаниям 4. Организация учебного процесса. Использование инновационных методов в образовательном...»

«ЕЛЕНА АСЕЕВА СОКРОВИЩА ВОСПОМИНАНИЙ Caucasus Morpheus Project 2011 Посвящается моей семье, моей маме, и моему учителю – Татьяне Ефимовне Шехтер. ПРЕДИСЛОВИE Я не боялась демонов, духов, так как знала, что суть их порождение человека, У меня болели глаза. но боялась ходить в магазин. Не знаю почему. Я заставляла себя это делать и не знала почему. И тогда я просто поменяла магазины. Стало проще. Мне их хотелось подставить под дождь, чтобы он их наполнил слезами. Я рисовала с того возраста, как...»

«Мюнхен Сценарий Тони Кушнера и Ерика Рота По мотивам книги Джорджа Джонаса Возмездие Перевод Александра Шнайдера (www.alexschneider.ru), v.1.3 СН. ОЛИМПИЙСКИЙ СТАДИОН — МЮНХЕН – НОЧЬ Флаг Мюнхенской Олимпиады развевается над стадионом. За флагом, в отдалении, двухметровая ограда, окружающая Олимпийскую деревню. Из темноты появляется группа из восьми молодых людей в тренировочных костюмах и с тяжелыми спортивными сумками в руках. Они идут тихо и быстро, приближаясь к внешней стороне ограды. СН....»

«МАЛААИ-КАРА ОЧЫ-БАЛА АЛТАЙСКИЕ ГЕРОИЧЕСКИЕ СКАЗАНИЯ Поэтический перевод А. Плитченко СОВРЕМЕННИК • МОСКВА • 1983 82.3(2) А 52 Сказитель АЛЕКСЕЙ КАЛКЦН Маадай-Кара: запись, подстрочный перевод и примечания С. Суразакова Очы-Бала: запись К. Укачиной, подстрочный перевод и примечания Г. Калкина Вступительная статья А. Адарова Рецензенты А. Преловский, В. Ларичев, А. Романов А 52 Алтайские героические сказания/Сказитель А. Калкин; пер. с алт. А. Плитченко; худож. А. Дианов.— М.: Современник,...»

«6 ПРАВИТЕЛЬСТВО СВЕРДЛОВСКОЙ ОБЛАСТИ ДЕПАРТАМЕНТ ЛЕСНОГО ХОЗЯЙСТВА СВЕРДЛОВСКОЙ ОБЛАСТИ ПРИКАЗ г. Екатеринбург о внесенииизменений в лесохозяйственный регламент Серовского лесничества, утвержденный приказом Министерства природных ресурсов Свердловской области от 31.12.2008 М 1752 В соответствии с подпунктом 1 пункта 1 статьи 83, пунктом 2 статьи 87 Лесного кодекса Российской Федерации, пунктом 9 приказа Федерального агентства лесного хозяйства Российской Федерации от 04.04.2012 N~ 126 Об...»

«Снижение риска бедствий с учетом гендерного аспекта Стратегия и практическое руководство Этот первый вариант руководства Снижение риска бедствий с учетом гендерного аспекта. Стратегия и практическое руководство будет открыт для консультаций с целью дальнейшего улучшения. Мы приглашаем читателей, партнеров в проектах и другие заинтересованные стороны внести свой вклад, дать совет и поделиться опытом. Вы можете направлять свои пожелания на адрес isdr-gender@un.org Снижение риска бедствий с учетом...»

«САМОУЧИТЕЛЬ signed for icrosoft* ndowsNT* Microsoft ndows'98 Русская версия Microsoft Press Учитесь в удобном для вас темпе Найдите то, что нужно именно вам Учитесь на реальных задачах эком Microsoft 2000 Шаг за шагом Microsoft Access 2000 Step by Step MkiosaltPress Microsoft Шаг за шагом Издательство экм Москва, 2002 ББК 32.97 М 14 УДК 681.3 М 14 Microsoft Access 2000. Шаг за шагом: Практ. пособ. / Пер. с англ. М.: Издательство ЭКОМ, 2002. — 352 с.: илл. ISBN 5-7163-0043-Х Программа Microsoft...»

«ISSN 2221-9269 Московка НОВОСТИ ПРОГРАММЫ Птицы Москвы и Подмосковья № 16, сентябрь 2012 г. Московка. Новости программы Птицы Москвы и Подмосковья № 16, сентябрь 2012 г. Редколлегия: Х. Гроот Куркамп, М. Калякин, О. Волцит Адрес редакции: Зоологический музей МГУ, ул. Бол. Никитская, 6, Москва, 125009 Электронный адрес: Х. Гроот Куркамп koerkamp@co.ru Программа Птицы Москвы и Подмосковья Наша цель — объединить людей, которые знают, любят и охраняют птиц, и совместными усилиями создать новую...»

«Zbir cборник raportw naukowych научных докладов wspczesna nauka. Современная наука. nowe perspektywy новые перспективы Быдгощ bydgoszcz 30.01.2014 - 31.01.2014 30.01.2014 - 31.01.2014 cz 6 часть 6 удк 930.1+32+159.9+316+101.1 ббк 94 Z 40 wydawca: Sp. z o.o. Diamond trading tour Druk i oprawa: Sp. z o.o. Diamond trading tour adres wydawcy i redacji: warszawa, ul. S. kierbedzia, 4 lok.103 e-mail: info@conferenc.pl cena (zl.): bezpatnie Zbir raportw naukowych. Z 40 Zbir raportw naukowych....»

«Валерий Писигин Оживший Подмастерье в гнезде отрадных мыслей (Джон Рёскин и Марсель Пруст)* О Рёскине я впервые узнал из книги Марселя Пруста Памяти убитых церквей. Прочтение этой небольшой книги, изданной в Москве в 1999 году издательством Согласие, стало для меня откровением. Вопервых, с помощью этой книги я смог сделать шаги к прустовскому роману В поисках утраченного времени; во-вторых, Пруст настроил мое зрение, как настраивают бинокль или подзорную трубу, чтобы лучше видеть то, что...»




 
© 2014 www.kniga.seluk.ru - «Бесплатная электронная библиотека - Книги, пособия, учебники, издания, публикации»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.